簡介

在大型數(shù)字波束合成天線中，人們非常希望通過組合來自分布式波形發(fā)生器和接收器的信號這一波束合成過程改善動態(tài)范圍。如果關(guān)聯(lián)誤差項不相關(guān)，則可以在噪聲和雜散性能方面使動態(tài)范圍提升10logN。這里的N是波形發(fā)生器或接收器通道的數(shù)量。噪聲在本質(zhì)上是一個非常隨機的過程，因此非常適合跟蹤相關(guān)和不相關(guān)的噪聲源。然而，雜散信號的存在增加了強制雜散去相關(guān)的難度。因此，可以強制雜散信號去相關(guān)的任何設(shè)計方法對相控陣系統(tǒng)架構(gòu)都是有價值的。在本文中，我們將回顧以前發(fā)布的技術(shù)，這些技術(shù)通過偏移LO頻率并以數(shù)字方式補償此偏移，強制雜散信號去相關(guān)。然后，我們將展示ADI公司的最新收發(fā)器產(chǎn)品，ADRV9009，說明其集成的特性如何實現(xiàn)這一功能。然后，我們以測量數(shù)據(jù)結(jié)束全文，證明這種技術(shù)的效果。

已知雜散去相關(guān)方法

在相控陣中，用于強制雜散去相關(guān)的各種方法問世已有些時日。已知的第一份文獻1可以追溯到2002年，該文描述了用于確保接收器雜散不相關(guān)的一種通用方法。在這種方法中，先以已知方式，，修改從接收器到接收器的信號。然后，接收器的非線性分量使信號失真。在接收器輸出端，將剛才在接收器中引入的修改反轉(zhuǎn)。目標信號變得相干或相關(guān)，但不會恢復失真項。在測試中實現(xiàn)的修改方法是將每個本振(LO)頻率合成器設(shè)置為不同的頻率，然后在數(shù)字處理過程中以數(shù)字方式調(diào)諧數(shù)控振蕩器(NCO)，以校正修改。文獻里還提到了若干其他方法2, 3。

多年以后，隨著完整的收發(fā)器子系統(tǒng)被先進地集成到單個單片硅片當中，收發(fā)器產(chǎn)品中的嵌入式可編程特性為實現(xiàn)以下文章描述的雜散去相關(guān)方法提供了可能：“Correlation of Nonlinear Distortion in Digital Phased Arrays：Measurement and Mitigation”（數(shù)字相控陣中的非線性失真：測量與緩解）。1

實現(xiàn)雜散去相關(guān)的收發(fā)器功能

圖1所示為ADI公司收發(fā)器ADRV9009的功能框圖。

圖1.ADRV9009功能框圖

每個波形發(fā)生器或接收器都是用直接變頻架構(gòu)實現(xiàn)的。Daniel Rabinkin的文章“Front-End Nonlinear Distortion and Array Beamforming”（前端非線性失真與陣列波形合成）詳細地討論了各種直接變頻架構(gòu)。4 LO頻率可以獨立編程到各IC上。數(shù)字處理部分包括數(shù)字上/下變頻，其NCO也可跨IC獨立編程。Peter Delos的文章《A Review of Wideband RF Receiver Architecture Options》（寬帶射頻接收器架構(gòu)的選項）對數(shù)字下變頻進行了進一步的描述。5

接下來，我們將展示一種方法，可以用于在多個收發(fā)器上強制雜散去相關(guān)。首先，通過編程板載鎖相環(huán)(PLL)偏移LO的頻率。然后，設(shè)置NCO的頻率，以數(shù)字化補償施加的LO頻率偏移。通過調(diào)整收發(fā)器IC內(nèi)部的兩個特性，進出收發(fā)器的數(shù)字數(shù)據(jù)不必在頻率上偏移，整個頻率轉(zhuǎn)換和寄生去相關(guān)功能都內(nèi)置在收發(fā)器IC中。

圖2所示為具有代表性的波形發(fā)生器陣列功能框圖。我們將詳細描述波形發(fā)生器的方法，展示波形發(fā)生器的數(shù)據(jù)，但該方法同樣適用于任何接收器陣列。

圖2.通過編程波形發(fā)生器陣列的LO和NCO頻率，強制雜散去相關(guān)

為了從頻率角度說明概念，圖3展示了一個帶有來自直接變頻架構(gòu)的兩個發(fā)送信號的示例。在這些示例中，射頻位于LO的高端。在直接變頻架構(gòu)中，鏡像頻率和三次諧波出現(xiàn)在LO的相對側(cè)，并顯示在LO頻率下方。當將不同通道的LO頻率設(shè)置為相同的頻率時，雜散頻率也處于相同的頻率，如圖3a所示。圖3b所示為LO2的設(shè)置頻率高于LO1的情況。數(shù)字NCO同等地偏移，使RF信號實現(xiàn)相干增益。鏡像和三次諧波失真積處于不同的頻率，因此不相關(guān)。圖3c所示為與圖3b相同的配置，只是RF載波添加了調(diào)制。

圖3.用頻率顯示雜散信號的光譜示例。三個示例：(a) 無雜散去相關(guān)的兩個組合CW信號；

(b) 強制雜散去相關(guān)的兩個組合CW信號；以及 (c) 強制雜散去相關(guān)的兩個組合調(diào)制信號。

測量結(jié)果

組裝了一個基于收發(fā)器的8通道射頻測試臺，用于評估相控陣應用的收發(fā)器產(chǎn)品線。評估波形發(fā)生器的測試設(shè)置如圖4所示。在該測試中，將相同的數(shù)字數(shù)據(jù)應用于所有波形發(fā)生器。通過調(diào)整NCO相位實施跨通道校準，以確保射頻信號在8路組合器處同相并且相干地組合。

圖4.波形發(fā)生器雜散測試設(shè)置

接下來，我們將展示測試數(shù)據(jù)，比較以下兩種情況下的雜散性能：一是將LO和NCO都設(shè)為相同的頻率；二是偏移LO和NCO的頻率。所使用的收發(fā)器在一個雙通道器件內(nèi)共用一個LO（見圖1），因此對于8個射頻通道來說，共有4個不同的LO頻率。

在圖5和圖6中，收發(fā)器NCO和LO都設(shè)置為相同的頻率。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產(chǎn)生的雜散信號都處于相同的頻率。圖5所示為通過頻譜分析儀測得的各發(fā)射輸出。圖6所示為組合輸出。在這個特定的測試中，相對于載波以dBc為單位測量的鏡像雜散和LO泄漏雜散展現(xiàn)出改善的跡象，但三次諧波沒有改善。在測試中，我們發(fā)現(xiàn)，三次諧波在各個通道之間始終相關(guān)，鏡像頻率始終不相關(guān)，LO頻率根據(jù)啟動條件而變化。這反映在圖3a中，其中，我們展示了三次諧波的相干疊加、鏡像頻率的非相干疊加以及LO泄漏頻率的部分相干疊加。

圖5.各通道的波形發(fā)生器雜散（LO和NCO設(shè)為相同的頻率）

圖6.組合波形發(fā)生器雜散（LO和NCO設(shè)為相同的頻率）。注意，在這種配置中，三次諧波雜散沒有改善

在圖7和圖8中，收發(fā)器LO全部設(shè)為不同的頻率，并且同時調(diào)整數(shù)字NCO的頻率和相位，使得信號相干地組合。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產(chǎn)生的雜散信號被強制設(shè)為不同的頻率。圖7所示為通過頻譜分析儀測得的各發(fā)射輸出。圖8所示為組合輸出。在這個測試中，相對于載波以dBc為單位測量的鏡像雜散、LO泄漏雜散和三次諧波雜散開始擴散進噪聲，將通道組合起來后，每種雜散都展現(xiàn)出改善的跡象。

圖7.各通道的波形發(fā)生器雜散（LO和NCO的頻率偏移）

圖8.組合波形發(fā)生器雜散（LO和NCO頻率偏移）。注意，在這種情況下，

雜散的頻率有所擴散，并且相對于單個通道SFDR，其SFDR有明顯的改善

當組合非常少量的通道時，比如在本測試中，雜散的相對水平實際上提高了20log(N)。這是由于信號分量相干地組合并以20log(N)遞增，而雜散根本沒有組合。在實踐中，通過組合大通道陣列和更多通道，改善程度有望接近10log(N)。原因有二。首先，在組合大量信號的情況下，充分擴散雜散以獨立考慮每個雜散是不現(xiàn)實的。以1 MHz調(diào)制帶寬為例。如果規(guī)格規(guī)定，要在1 MHz帶寬內(nèi)測量雜散輻射，那么最好擴散雜散，使它們相距至少1 MHz。如果無法做到，則每1 MHz的測量帶寬都會包括多個雜散分量。由于這些分量將處于不同的頻率，所以，它們將不相干地組合，并且在每1 MHz帶寬中測得的雜散功率將以10log(N)遞增。然而，任一1 MHz測量帶寬都不會包含所有雜散，因此在這種情況下，雜散N小于信號N；盡管改進增量為10log(N)，但一旦N足夠大，使其雜散密度能在測量帶寬內(nèi)容納多個雜散，則與無雜散信號去相關(guān)的系統(tǒng)相比，絕對改善量仍然優(yōu)于10log(N)——也就是說，改善量將介于10log(N)和20log(N)分貝（或dB）之間。其次，這個測試是用CW信號完成的，但現(xiàn)實信號會被調(diào)制，這將導致它們擴散，使得在組合大量信道的情況下，不可能實現(xiàn)不重疊的雜散信號。這些重疊的雜散信號將是不相關(guān)的，并且在重疊區(qū)域以10log(N)不相干地遞增。

當將不同通道的LO設(shè)為相同頻率時，需要特別注意LO泄漏分量。當兩個信號分支相加時，模擬調(diào)制器中LO的不完全消除，這是導致LO泄漏的原因。如果幅度和相位不平衡是隨機誤差，則剩余LO泄漏分量的相位也將是隨機的，并且當將許多不同的收發(fā)器的LO泄漏相加時，即使它們的頻率完全相同，它們也將以10log(N)不相干地疊加。調(diào)制器的鏡像分量也應如此，但調(diào)制器的三次諧波則不一定這樣。在少量通道被相干組合的情況下，LO相位不太可能是完全隨機的，因此測得數(shù)據(jù)中展示了部分去相關(guān)的原因。由于信道數(shù)量非常多，因此，不同通道的LO相位更接近隨機條件，并且預計為不相關(guān)疊加。

結(jié)論

當LO和NCO的頻率偏移時，結(jié)果會測得SFDR，其清楚地表明，所產(chǎn)生的雜散全部處于不同頻率并且在組合過程中不相關(guān)，從而確保在組合通道時SFDR能得到改善。現(xiàn)在，在ADI公司的收發(fā)器產(chǎn)品中，LO和NCO頻率控制已經(jīng)成為一種可編程的特性。結(jié)果表明，該功能可用于相控陣應用，相比單通道性能，可確保陣列級的SFDR改善。

參考文獻

1 Lincoln Cole Howard和Daniel Rabideau，“Correlation of Nonlinear Distortion in Digital Phased Arrays: Measurement and Mitigation”（數(shù)字相控陣中的非線性失真：測量與緩解），2002 IEEE MTT-S國際微波研討會文摘。

2 Salvador Talisa、Kenneth O’Haever、Thomas Comberiate、Matthew Sharp和Oscar Somerlock，“Benefits of Digital Phased Arrays”（數(shù)字相控陣的好處），IEEE論文集，第104卷第3期，2016年3月。

3 Keir Lauritzen，“Correlation of Signals, Noise, and Harmonics in Parallel Analog-to-Digital Converter Arrays”（并行模數(shù)轉(zhuǎn)換器陣列中的信號、噪聲與諧波相關(guān)性），博士論文，馬里蘭大學，2009年。

4 Rabinkin，Song，“Front-End Nonlinear Distortion and Array Beamforming”（前端非線性失真與陣列波形合成），Radio and Wireless Symposium (RWS) 2015 IEEE。

5 Peter Delos，“A Review of Wideband RF Receiver Architecture Options”（寬帶射頻接收器架構(gòu)選項綜述），ADI公司，2017年2月。

Delos，Peter，“Can Phased Arrays Calibrate on Noise?”（相控陣能校準噪聲嗎），Microwave Journal，2018年3月。

Jonathan Harris，“What’s Up with Digital Downconverters—Part 1”（數(shù)字下變頻器的發(fā)展和更新——第一部分），《模擬對話》，2016年7月。

Jonathan Harris，“What’s Up with Digital Downconverters—Part 2”（數(shù)字下變頻器的發(fā)展和更新——第一部分），《模擬對話》，2016年11月。

Howard，Lincoln、Nina Simon和Daniel Rabideau，“Mitigation of Correlated Nonlinearities in Digital Phased Arrays Using Channel- Dependent Phase Shifts”（運用通道依賴型相移緩解數(shù)字相控陣中的相關(guān)非線性問題），2003 EEE MTT-S Digest。